Ved utforming av radioelektroniske kretser er det ofte situasjoner hvor det er ønskelig å ha transistorer med parametere som er bedre enn de som tilbys av produsenter av radioelementer. I noen tilfeller kan vi trenge en høyere strømforsterkning h 21 , i andre en høyere verdi på inngangsmotstand h 11 , og i andre en lavere verdi av utgangskonduktans h 22 . For å løse disse problemene er muligheten til å bruke en elektronisk komponent, som vi vil diskutere nedenfor, utmerket.
Strukturen til en sammensatt transistor og betegnelse på diagrammene |
Kretsen nedenfor tilsvarer en enkelt n-p-n halvleder. I denne kretsen er emitterstrømmen VT1 basisstrømmen VT2. Kollektorstrømmen til den sammensatte transistoren bestemmes hovedsakelig av strømmen VT2.
Dette er to separate bipolare transistorer laget på samme brikke og i samme pakke. Lastmotstanden er også plassert der i emitterkretsen til den første bipolare transistoren. En Darlington-transistor har de samme terminalene som en standard bipolar transistor - base, kollektor og emitter.
Som vi kan se av figuren over er en standard kompositttransistor en kombinasjon av flere transistorer. Avhengig av kompleksitetsnivået og effekttap, kan det være mer enn to Darlington-transistorer.
Hovedfordelen med en kompositttransistor er en betydelig høyere strømforsterkning h 21, som kan beregnes tilnærmet ved å bruke formelen som produktet av parameterne h 21 til transistorene som er inkludert i kretsen.
h 21 =h 21vt1 × h21vt2 (1)
Så hvis forsterkningen til den første er 120, og den andre er 60, er den totale forsterkningen til Darlington-kretsen lik produktet av disse verdiene - 7200.
Men husk at parameter h21 avhenger ganske sterkt av kollektorstrømmen. I tilfellet når basisstrømmen til transistoren VT2 er lav nok, kan det hende at kollektoren VT1 ikke er nok til å gi den nødvendige verdien av strømforsterkningen h 21. Så ved å øke h21 og følgelig redusere basisstrømmen til den sammensatte transistoren, er det mulig å oppnå en økning i kollektorstrømmen VT1. For å gjøre dette er ekstra motstand inkludert mellom emitteren og basen til VT2, som vist i diagrammet nedenfor.
La oss beregne elementene for en Darlington-krets satt sammen, for eksempel på BC846A bipolare transistorer, er strømmen VT2 1 mA. Deretter bestemmer vi grunnstrømmen fra uttrykket:
i kvt1 =i bvt2 =i kvt2 / h 21vt2 = 1×10 -3 A / 200 =5×10 -6 A
Med en så lav strøm på 5 μA synker koeffisienten h 21 kraftig og den totale koeffisienten kan være en størrelsesorden mindre enn den beregnede. Ved å øke kollektorstrømmen til den første transistoren ved å bruke en ekstra motstand, kan du øke verdien av den generelle parameteren h 21 betydelig. Siden spenningen ved basen er en konstant (for en typisk silisium tre-leder halvleder u være = 0,7 V), kan motstanden beregnes fra:
R = u bevt2 / i evt1 - i bvt2 = 0,7 Volt / 0,1 mA - 0,005mA = 7 kOhm
I dette tilfellet kan vi regne med en strømforsterkning på opptil 40 000 Mange superbetta-transistorer er bygget i henhold til denne kretsen.
For å legge til salven, vil jeg nevne at denne Darlington-kretsen har en så betydelig ulempe som økt spenning Uke. Hvis i konvensjonelle transistorer spenningen er 0,2 V, øker den i en sammensatt transistor til et nivå på 0,9 V. Dette skyldes behovet for å åpne VT1, og for dette er det nødvendig å bruke et spenningsnivå på opptil 0,7 V til basen (hvis under produksjon halvleder brukt silisium).
Som et resultat, for å eliminere den nevnte ulempen, ble det gjort mindre endringer i den klassiske kretsen og en komplementær Darlington-transistor ble oppnådd. En slik sammensatt transistor er bygd opp av bipolare enheter, men med forskjellige konduktiviteter: p-n-p og n-p-n.
Russiske og mange utenlandske radioamatører kaller denne forbindelsen Szyklai-ordningen, selv om denne ordningen ble kalt et paradoksalt par.
En typisk ulempe med kompositttransistorer som begrenser bruken er deres lave ytelse, så de er mye brukt bare i lavfrekvente kretser. De fungerer utmerket i utgangsstadiene til kraftige ULF-er, i kontrollkretser for motorer og automatiseringsenheter, og i tenningskretser for biler.
I kretsskjemaer er en sammensatt transistor betegnet som en vanlig bipolar. Selv om det sjelden brukes en slik konvensjonelt grafisk representasjon av en sammensatt transistor på en krets.
En av de vanligste er den integrerte L293D - dette er fire strømforsterkere i ett hus. I tillegg kan L293-mikroenheten defineres som fire elektroniske transistorbrytere.
Utgangstrinnet til mikrokretsen består av en kombinasjon av Darlington- og Sziklai-kretser.
I tillegg har spesialiserte mikroenheter basert på Darlington-kretsen også fått respekt fra radioamatører. For eksempel . Denne integrerte kretsen er i hovedsak en matrise av syv Darlington-transistorer. Slike universelle enheter dekorerer amatørradiokretser perfekt og gjør dem mer funksjonelle.
Mikrokretsen er en syv-kanals bryter med kraftige belastninger basert på kompositt Darlington-transistorer med åpen kollektor. Bryterne inneholder beskyttelsesdioder, som tillater svitsjing av induktive laster, for eksempel reléspoler. ULN2004-svitsjen er nødvendig når du kobler kraftige laster til CMOS-logikkbrikker.
Ladestrømmen gjennom batteriet, avhengig av spenningen på det (påført B-E-krysset VT1), reguleres av transistoren VT1, hvis kollektorspenning styrer ladeindikatoren på LED-en (ettersom ladestrømmen avtar og LED-en). går gradvis ut) og en kraftig kompositttransistor som inneholder VT2, VT3, VT4.
Signalet som krever forsterkning gjennom den foreløpige ULF-en mates til et foreløpig differensialforsterkertrinn bygget på sammensatte VT1 og VT2. Bruken av en differensialkrets i forsterkertrinnet reduserer støyeffekter og sikrer negativ tilbakemelding. OS-spenningen tilføres basen til transistoren VT2 fra utgangen til effektforsterkeren. DC-tilbakemelding implementeres gjennom motstand R6.
Når generatoren er slått på, begynner kondensator C1 å lades, deretter åpnes zenerdioden og relé K1 fungerer. Kondensatoren begynner å utlades gjennom motstanden og den sammensatte transistoren. Etter en kort periode slås releet av og en ny generatorsyklus starter.
"Det er sikkerhet i tall". Slik kan man symbolsk karakterisere enkelttransistorbrytere. Naturligvis er det mye lettere å løse problemer når du er sammen med folk som deg. Innføringen av en andre transistor gjør det mulig å redusere kravene til spredningen og størrelsen på overføringskoeffisienten A 2 1e To-transistorbrytere er mye brukt for å bytte høyspenninger, samt for å føre en stor strøm gjennom belastningen. .
I fig. 2.68, a...y viser diagrammer for tilkobling av to-transistorbrytere på bipolare transistorer til MK.
Ris. 2,68. Tilkoblingsskjemaer for to-transistorbrytere på bipolare transistorer (begynner):
a) transistor VT1 fungerer som en emitterfølger. Den forsterker strømmen og, gjennom begrensende motstand R2, forsyner den til basen av transistoren VT2, som direkte styrer belastningen RH;
b) transistorene K77, VT2 er koblet til i henhold til Darlington-kretsen (et annet navn er "kompositttransistor"). Den totale forsterkningen er lik produktet av overføringskoeffisientene L 21E til begge transistorene. Transistor VT1 er vanligvis installert med lav effekt og høyere frekvens enn VT2. Motstand R1 bestemmer graden av metning av "paret". Motstanden til motstanden R2 er valgt omvendt proporsjonal med strømmen i lasten: fra flere hundre ohm til titalls kilo-ohm;
c) D. Boxtels opplegg. Schottky-dioden VD1 akselererer utkoblingen av den kraftige transistoren VT2, og øker med 2...3 ganger brattheten til signalkantene ved en frekvens på 100 kHz. Dette eliminerer hovedulempen med kretser med Darlington-transistorer - lav ytelse;
d) ligner på fig. 2.68, a, men transistor VT1 åpner når MK-linjen byttes til inngangsmodus med en Z-tilstand eller en inngang med en intern "pull-up" motstand. I denne forbindelse reduseres strømbelastningen på portlinjen, men effektiviteten reduseres på grunn av spredningen av ekstra kraft på motstanden R1 på et LAVT nivå ved MK-utgangen;
e) "selvbeskyttet bryter" på effekttransistoren VT2 og grensetransistoren VT1 Så snart strømmen i lasten Ln overstiger en viss terskel, for eksempel på grunn av en ulykke eller kortslutning, en spenning tilstrekkelig til å åpne transistoren VT1 frigjøres på motstanden R3. Den shunter baseovergangstransistoren VT2, og forårsaker utgangsstrømbegrensning.
e) push-pull pulsforsterker som bruker transistorer av forskjellige strukturer; OM
g) transistor I72 åpner med en relativt kort tidsforsinkelse (R2, VD1, C7), og lukkes med en relativt stor tidsforsinkelse (C7, R3, VT1)\
h) en høyspentbryter som gir pulskanter på 0,1 MK s med en repetisjonshastighet på opptil 1 MHz. I starttilstanden er transistor VT1 åpen og GT2 er lukket. I løpet av pulsen åpnes transistoren VT1 og belastningskapasitansen 7 utlades raskt gjennom den? n. Diode VD1 forhindrer flyten av gjennomstrømmer gjennom transistorene VT1, VT2\
i) den sammensatte emitterfølgeren på transistorene VT1, GT2 har en ekstremt høy strømforsterkning. Motstand 7?2 er garantert å lukke transistorene på et LAVT nivå ved MK-utgangen;
j) transistor VT1 i åpen tilstand blokkerer transistor VT2. Motstand R1 tjener som kollektorlast for transistor VT1 og basisstrømbegrenser for transistor VT2\ l) en kraftig push-pull-kaskade med en bufferlogikkbrikke 7)7)7, som har åpne kollektorutganger. Signalene fra de to MK-linjene skal være ute av fase. Motstander R5, 7?6 begrenser strømmene i lasten koblet til 6-ut-kretsen; OM
m) nøkkel for last Ln, som er koblet til en negativ spenningskilde. Transistor VT1 fungerer som en emitterfølger, og transistor VT2 fungerer som en forsterker med felles base. Maksimal belastningsstrøm bestemmes av formelen / n [mA] = 3,7 / L, [kOhm]. Diode VDJ beskytter transistor VT2 mot effektreversering.
n) en bryter på transistorer av forskjellige strukturer. Motstand R1 bestemmer strømmen i belastningen RH, men den må velges nøye for ikke å overskride basisstrømmen til transistoren VT2 når transistoren VT1 er helt åpen. Kretsen er kritisk for overføringskoeffisienten til begge transistorene.
o) ligner på fig. 2.68, n, men transistor VT1 brukes som bryter, og ikke som variabel motstand. Laststrømmen stilles inn av motstand R4. Motstand R5 begrenser startstrømmen til transistoren VT2 med en stor kapasitiv komponent av lasten RH. Kretsen er ikke kritisk for transistorenes overføringskoeffisienter. Hvis en KT825 "superba" transistor brukes som K72, bør motstanden til R4 økes til 5,1 ... 10 kOhm;
n) et praktisk eksempel på å bytte en høyspentspenning på 170 V ved en lav belastningsstrøm med en motstand RH på minst 27 kOhm;
p) ligner på fig. 2.68, n, men med et aktivt LAVT nivå ved MK-utgangen; OM
Om Fig. 2,68. Tilkoblingsskjemaer for to-transistorbrytere på bipolare transistorer (ende):
c) transistorene VT1 og kT2 opererer i motfase. Spenning tilføres lasten Ln gjennom transistor VT2 og diode VD1, mens transistor VT1 må lukkes på HØYT nivå fra øvre utgang på MK. For å fjerne spenning fra lasten stenges transistor G72 på et HØYT nivå fra den nedre utgangen til MK, hvoretter transistor VT1 åpnes og gjennom dioden VD2 raskt utlades lastkapasitansen. Fordelen er høy ytelse, evnen til å raskt påføre spenning på lasten igjen;
t) MK forsynes med "vektet" og filtrert effekt i området 4...4,5 V. Dette leveres av den dempende zenerdioden VD1 og støydempingskondensatoren C1. På et HØYT nivå ved utgangen til MK er transistorene K77, G72 lukket, på et LAVT nivå er de åpne. Den maksimalt tillatte strømmen til zenerdioden VD1 må være slik at den er større enn summen av strømforbruket til MK, strømmen gjennom motstand R1 på et LAVT nivå ved utgangen til MK og strømmen til eksterne kretser hvis de er tilkoblet til MK via andre havnelinjer;
y) videoforsterker på transistorene VT1 og VT2, som er koblet i henhold til Sziklai-kretsen. Dette er en type Darlington-krets, men med transistorer med ulik konduktivitet. Dette "paret" tilsvarer en transistor i p-p-p-strukturen med en ultrahøy forsterkning L21E. Diodene VD1, KD2 beskytter transistorer mot spenningsstøt som trenger inn fra utsiden langs OUT-kretsen. Resistor R1 begrenser strømmen i tilfelle en utilsiktet kortslutning i kabelen koblet til en ekstern ekstern belastning på 75 Ohm.
Det grunnleggende logiske elementet i serien er det OG-IKKE logiske elementet. I fig. Figur 2.3 viser diagrammer av de tre innledende NAND TTL-elementene. Alle kretser inneholder tre hovedtrinn: transistorinngang VT1, implementere den logiske OG-funksjonen; faseskillende transistor VT2 og et push-pull utgangstrinn.
Fig 2.3.a. Skjematisk diagram av grunnelementet i K131-serien
Driftsprinsippet til det logiske elementet i K131-serien (fig. 2.3.a) er som følger: når et lavnivåsignal (0 - 0,4V) mottas ved en av inngangene, vil base-emitter-krysset til multi-enheten -emittertransistor VT1 er foroverforspent (ulåst), og nesten hele strømmen som flyter gjennom motstand R1 er forgrenet til jord, som et resultat av at VT2 lukkes og opererer i cutoff-modus. Strømmen som flyter gjennom motstanden R2 metter basen til transistoren VT3. Transistorer VT3 og VT4 koblet i henhold til Darlington-kretsen danner en sammensatt transistor, som er en emitterfølger. Den fungerer som et utgangstrinn for å forsterke signaleffekten. Et signal med høyt logisk nivå genereres ved utgangen av kretsen.
Hvis et høynivåsignal leveres til alle innganger, er base-emitter-overgangen til multi-emitter-transistoren VT1 i lukket modus. Strømmen som strømmer gjennom motstanden R1 metter basen til transistoren VT1, som et resultat av hvilken transistor VT5 låses opp og et logisk nullnivå settes ved utgangen til kretsen.
Siden transistorene VT4 og VT5 er åpne og det flyter en stor strøm gjennom dem i øyeblikket av bytte, blir en begrensende motstand R5 introdusert i kretsen.
VT2, R2 og R3 danner en faseskillende kaskade. Det er nødvendig å slå på utgangs-n-p-n-transistorene en etter en. Kaskaden har to utganger: kollektor og emitter, hvor signalene er motfase.
Diodene VD1 - VD3 er beskyttelse mot negative impulser.
Fig. 2.3.b, c. Skjematiske diagrammer av de grunnleggende elementene i K155- og K134-serien
I mikrokretser i K155- og K134-serien er utgangstrinnet bygget på en ikke-kompositt repeater (kun en transistor VT3) og en mettbar transistor VT5 med introduksjonen av en nivåskiftdiode VD4(Fig. 2.3, b, c). De to siste trinnene danner en kompleks inverter som implementerer den logiske NOT-operasjonen. Hvis du introduserer to faseseparerende trinn, implementeres OR-NOT-funksjonen.
I fig. 2.3, og viser det grunnleggende logiske elementet i K131-serien (utenlandsk analog - 74N). Grunnelementet i K155-serien (utenlandsk analog - 74) er vist i fig. 2.3, b, a i fig. 2.3, c - element i K134-serien (utenlandsk analog - 74L). Nå er disse seriene praktisk talt ikke utviklet.
TTL-mikrokretser fra den første utviklingen begynte aktivt å bli erstattet av TTLSh-mikrokretser, som har veikryss med en Schottky-barriere i deres indre struktur. Schottky junction transistor (Schottky transistor) er basert på den velkjente kretsen til en umettet transistorbryter (fig. 2.4.a).
Figur 2.4. Forklaring av prinsippet for å oppnå en struktur med en Schottky-overgang:
a - umettet transistorbryter; b - transistor med en Schottky-diode; c - symbol på Schottky-transistoren.
For å forhindre at transistoren går inn i metning, kobles en diode mellom kollektoren og basen. Bruken av en tilbakemeldingsdiode for å eliminere transistormetning ble først foreslått av B. N. Kononov Men i dette tilfellet kan den øke til 1 V. Den ideelle dioden er en Schottky-barrierediode. Det er en kontakt dannet mellom et metall og en lett dopet n-halvleder. I et metall er bare noen av elektronene frie (de utenfor valenssonen). I en halvleder eksisterer frie elektroner ved ledningsgrensen skapt ved tilsetning av urenhetsatomer. I fravær av forspenning er antallet elektroner som krysser barrieren på begge sider det samme, dvs. det er ingen strøm. Når de er forspent, har elektroner energien til å krysse potensialbarrieren og passere inn i metallet. Når forspenningen øker, reduseres barrierebredden og foroverstrømmen øker raskt.
Ved omvendt forspenning krever elektronene i halvlederen mer energi for å overvinne potensialbarrieren. For elektroner i et metall er ikke potensialbarrieren avhengig av forspenningen, så det flyter en liten omvendt strøm, som forblir praktisk talt konstant inntil et skredsammenbrudd oppstår.
Strømmen i Schottky-dioder bestemmes av majoritetsbærerne, så den er større ved samme forspenning, og derfor er foroverspenningsfallet over Schottky-dioden mindre enn ved et konvensjonelt p-n-kryss ved en gitt strøm. Dermed har Schottky-dioden en terskelåpningsspenning i størrelsesorden (0,2-0,3) V, i motsetning til terskelspenningen til en konvensjonell silisiumdiode på 0,7 V, og reduserer levetiden til minoritetsbærere i halvlederen betydelig.
I diagrammet på fig. 2.4, b transistor VT1 holdes fra å gå i metning av en Shatky-diode med lav åpningsterskel (0,2...0,3) V, så spenningen vil øke litt sammenlignet med en mettet transistor VT1. I fig. 2.4, c viser en krets med en "Schottky-transistor". Basert på Schottky-transistorer ble det produsert mikrokretser av to hoved-TTLSh-serier (fig. 2.5)
I fig. 2.5, og viser et diagram av et høyhastighets logikkelement brukt som grunnlag for mikrokretser i K531-serien (utenlandsk analog - 74S), (S er startbokstaven i etternavnet til den tyske fysikeren Schottky). I dette elementet er emitterkretsen til en faseskillende kaskade laget på en transistor VT2, strømgeneratoren er slått på - transistor VT6 med motstander R4 Og R5. Dette lar deg øke ytelsen til det logiske elementet. Ellers ligner dette logiske elementet på grunnelementet i K131-serien. Imidlertid gjorde introduksjonen av Schottky-transistorer det mulig å redusere tzd.r doblet.
I fig. 2.5, b viser et diagram over det grunnleggende logiske elementet i K555-serien (utenlandsk analog - 74LS). I denne kretsen, i stedet for en multi-emittertransistor, brukes en matrise av Schottky-dioder ved inngangen. Innføringen av Shatky-dioder eliminerer akkumulering av overflødige basisladninger, noe som øker transistorens utkoblingstid, og sikrer stabiliteten til byttetiden over et temperaturområde.
Motstand R6 på overarmen til utgangstrinnet skaper den nødvendige spenningen ved bunnen av transistoren VT3 for å åpne den. For å redusere strømforbruket når porten er lukket (), en motstand R6 koble ikke til fellesbussen, men til utgangen til elementet.
Diode VD7, koblet i serie med R6 og parallelt med kollektorbelastningsmotstanden til faseskillende kaskade R2, lar deg redusere innkoblingsforsinkelsen til kretsen ved å bruke en del av energien som er lagret i belastningskapasitansen for å øke transistorkollektorstrømmen VT1 i overgangsmodus.
Transistor VT3 er implementert uten Schottky-dioder, siden den opererer i aktiv modus (emitterfølger).
I fig. Figur 2.16 viser et diagram av et logisk element med en indusert kanal av type n (den såkalte n MIS-teknologien). Hovedtransistorene VT 1 og VT 2 er koblet i serie, transistoren VT 3 fungerer som en last. I tilfellet når en høyspenning U 1 påføres på begge inngangene til elementet (x 1 = 1, x 2 = 1), er begge transistorene VT 1 og VT 2 åpne og en lav spenning U 0 er satt på utgangen. I alle andre tilfeller er minst en av transistorene VT 1 eller VT 2 lukket og spenningen U 1 er satt på utgangen. Dermed utfører elementet den logiske OG-IKKE-funksjonen.
I fig. Figur 2.17 viser et diagram av OR-NOT-elementet. En lavspenning U 0 settes på utgangen hvis minst en av inngangene har en høyspenning U 1 , som åpner en av hovedtransistorene VT 1 og VT 2 .
Vist i fig. 2.18-diagram er et diagram over NOR-NOT-elementet i KMDP-teknologien. I den er transistorene VT 1 og VT 2 de viktigste, transistorene VT 3 og VT 4 er belastningene. La høyspenning U 1. I dette tilfellet er transistoren VT 2 åpen, transistoren VT 4 er lukket, og uavhengig av spenningsnivået på den andre inngangen og tilstanden til de gjenværende transistorene, settes en lavspenning U 0 på utgangen. Elementet implementerer den logiske OR-NOT-operasjonen.
CMPD-kretsen er preget av svært lavt strømforbruk (og derfor strøm) fra strømforsyninger.
Logiske elementer av integrert injeksjonslogikk
I fig. Figur 2.19 viser topologien til det logiske elementet til den integrerte injeksjonslogikken (I 2 L). For å lage en slik struktur kreves det to diffusjonsfaser i silisium med n-type ledningsevne: under den første fasen dannes områdene p 1 og p 2, og under den andre fasen dannes regioner n 2.
Elementet har strukturen p 1 -n 1 -p 2 -n 1. Det er praktisk å vurdere en slik firelags struktur ved å forestille seg den som en forbindelse av to konvensjonelle trelags transistorstrukturer:
s 1 -n 1 -s 2 n 1 -s 2 -n 1
Diagrammet som tilsvarer denne representasjonen er vist i fig. 2.20, a. La oss vurdere driften av elementet i henhold til denne ordningen.
Transistor VT 2 med en struktur av typen n 1 -p 2 -n 1 utfører funksjonene til en omformer med flere utganger (hver kollektor danner en separat utgang av et element i henhold til en åpen kollektorkrets).
Transistor VT 2, kalt injektor, har en struktur som p 1 -n 1 -p 2 . Siden arealet n 1 av disse transistorene er felles, må emitteren til transistoren VT 2 kobles til basen til transistoren VT 1; tilstedeværelsen av et felles område p 2 fører til behovet for å koble basen til transistoren VT 2 med kollektoren til transistoren VT 1. Dette skaper en forbindelse mellom transistorene VT 1 og VT 2, vist i fig. 2.20a.
Siden emitteren til transistoren VT 1 har et positivt potensial og basen er på null potensial, er emitterforbindelsen forspent og transistoren er åpen.
Kollektorstrømmen til denne transistoren kan lukkes enten gjennom transistoren VT 3 (omformeren til forrige element) eller gjennom emitterkrysset til transistoren VT 2.
Hvis det forrige logiske elementet er i åpen tilstand (transistoren VT 3 er åpen), er det ved inngangen til dette elementet et lavspenningsnivå, som, på grunnlag av VT 2, holder denne transistoren i lukket tilstand. Injektorstrømmen VT 1 er lukket gjennom transistoren VT 3. Når det forrige logiske elementet er lukket (transistoren VT 3 er lukket), flyter kollektorstrømmen til injektoren VT 1 inn i bunnen av transistoren VT 2, og denne transistoren er satt til åpen tilstand.
Således, når VT 3 er lukket, er transistoren VT 2 åpen, og omvendt, når VT 3 er åpen, er transistoren VT 2 lukket. Den åpne tilstanden til elementet tilsvarer log.0-tilstanden, den lukkede tilstanden tilsvarer log.1-tilstanden.
Injektoren er en kilde til likestrøm (som kan være felles for en gruppe elementer). Den konvensjonelle grafiske betegnelsen for elementet vist i fig. brukes ofte. 2,21, f.
I fig. 2.21a viser en krets som implementerer OR-NOT-operasjonen. Tilkoblingen av elementsamlere tilsvarer utførelsen av den såkalte operasjonen installasjon I. Det er faktisk nok at minst ett av elementene er i åpen tilstand (log.0-tilstand), da vil injektorstrømmen til det neste elementet lukkes gjennom den åpne omformeren og et lavt log.0-nivå vil bli etablert kl. den kombinerte utgangen av elementene. Følgelig dannes ved denne utgangen en verdi tilsvarende det logiske uttrykket x 1 · x 2. Å bruke de Morgan-transformasjonen på den fører til uttrykket x 1 · x 2 =. Derfor implementerer denne koblingen av elementer faktisk OR-NOT-operasjonen.
Logiske elementer OG 2 L har følgende fordeler:
gi en høy grad av integrering; ved fremstilling av I 2 L-kretser brukes de samme teknologiske prosessene som ved produksjon av integrerte kretser på bipolare transistorer, men antallet teknologiske operasjoner og nødvendige fotomasker er mindre;
en redusert spenning brukes (ca. 1V);
gi muligheten til å bytte kraft mot hastighet innenfor et bredt område (strømforbruket kan endres med flere størrelsesordener, noe som følgelig vil føre til en endring i hastighet);
er i god overensstemmelse med TTL-elementer.
I fig. Figur 2.21b viser et diagram over overgangen fra I 2 L-elementene til TTL-elementet.
Hvis vi for eksempel tar en transistor MJE3055T den har en maksimal strøm på 10A, og forsterkningen er derfor bare omtrent 50, for at den skal åpnes helt, må den pumpe omtrent to hundre milliampere strøm inn i basen. Den vanlige utgangen til en MK vil ikke trekke så mye, men hvis du kobler til en svakere transistor (en slags BC337) mellom dem, som er i stand til å trekke denne 200mA, så er det enkelt. Men dette er slik at han vet. Hva om du må lage et kontrollsystem av improvisert søppel - det kommer godt med.
I praksis ferdiglaget transistorsammenstillinger. Eksternt er den ikke forskjellig fra en konvensjonell transistor. Samme kropp, samme tre ben. Det er bare det at den har mye kraft, og styrestrømmen er mikroskopisk :) I prislister gidder de vanligvis ikke og skriver enkelt - en Darlington-transistor eller en kompositttransistor.
For eksempel et par BDW93C(NPN) og BDW94С(PNP) Her er deres interne struktur fra dataarket.
Dessuten er det Darlington-forsamlinger. Når flere pakkes i en pakke på en gang. En uunnværlig ting når du skal styre et kraftig LED-display eller trinnmotor (). Et utmerket eksempel på et slikt bygg - veldig populært og lett tilgjengelig ULN2003, i stand til å dra opp til 500 mA for hver av de syv enhetene. Utganger er mulige inkludere parallelt for å øke gjeldende grense. Totalt kan en ULN bære så mye som 3,5A gjennom seg selv hvis alle inngangene og utgangene er parallellisert. Det som gjør meg glad med det er at utgangen er på motsatt side av inngangen, det er veldig praktisk å rute brettet under den. Direkte.
Dataarket viser den interne strukturen til denne brikken. Som du ser er det også beskyttelsesdioder her. Til tross for at de er tegnet som om de var operasjonsforsterkere, er utgangen her en åpen kollektortype. Det vil si at han bare kan kortslutte til bakken. Hva blir klart fra samme datablad hvis du ser på strukturen til en ventil.
